Бутстрепное питание что это

Бутстрепный методе управления силовыми ключами

Атеперь мы поговорим о бутстрепном методе управления силовыми ключами, реализованном в большинстведрайверных микросхем фирмы «International Rectifier». Поможет нам в этом рис. 2.3.10. Итак, заряд, накапливаемый в бутстрепном конденсаторе С_ь, имитирует «плавающий» источник питания, который обеспечивает энергией ту половинудрайвеpa, которая относится к «верхнему» плечу силового транзистора. Посколькудрайвер построен на полевых элементах, суммарная мощность, расходуемая на управление, незначительна и может быть быстро пополнена из источника питания. В динамическом режиме работы «плавающий» источник заменяется конденсатором соответствующей емкости, подзаряжающимся от источника питания драйвера.

Когдатранзистор «нижнего» плеча проводитток, истоктранзистора «верхнего» плеча оказывается замкнутым на «общий» провод, и бутстрепный диод VD_b, открываясь, заряжает конденсатор С_ь (рис. 2.3.11, а).

Рис. 2.3.11. Пояснение работы бутстрепного каскада

Далее, когда транзистор «нижнего» плеча закрывается и начинает открываться транзистор «верхнего» плеча, диод VD_b оказывается подпертым потенциалом питания силовой схемы, и схема управления «верхним» плечом питается исключительно разрядным током конденсатора С_ь (рис. 2.3.11 б). Таким образом, бутстрепный конденсатор постоянно «гуляет» между «общим» схемы и проводником силового питания U_m.

Величина бутстрепной емкости должна быть выбрана расчетным путем. Слишком маленькая емкость может разрядиться раньше времени и закрыть транзистор «верхнего» плеча. Слишком большая емкость может не успевать заряжаться. Основные факторы, влияющие на разряд бутстрепной емкости: величина заряда затвора силового транзистора Q_g, ток потребления выходного каскададрайвера в статическом режиме I_qbs, циклическое изменение заряда драйвера Q_IS (составляет 5 нКл для 600-вольтовыхдрайверов и 20 нКл для 1200-вольтовых), ток утечки затвора I_gss, ток утечки I_cbs бутстрепного конденсатора С_ь. Минимальный заряд бутстрепного конденсатора определяется из выражения:

Разработчики рекомендуют применять в бутстрепных схемах конденсаторы с возможно малым током утечки (идеальный вариант — танталовые конденсаторы). Кроме того, величина тока утечки затвора мала, поэтому перечисленные факторы учитывать нет смысла — их вклад минимален. С учетом выражения (2.3.1) мы можем записать расчетную формулу для определения емкости бутстрепного конденсатора:

где U^ — напряжение питания схемы управления;

Uf — падение напряжения на бутстрепном диоде (типовое значение — 0,8…1,0 В);

Полученное значение бутстрепной емкости является минимальным. Чтобы минимизировать риск от ненадежной работы схемы, разработчики рекомендуют умножить полученный результат на коэффициент 10…15.

Бутстрепный диод должен выдерживать обратное напряжение не менее, чем (i7_in+ £^_сс). Кроме того, он должен иметь возможно меньший обратный ток и хорошие характеристики обратного восстановления. Рекомендуемое время обратного восстановления бутстрепного диода не должно превышать 100 нс.

Источник: Семенов Б. Ю. Силовая электроника: профессиональные решения. — М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2011. — 416 c.: ил.

Источник

Управляющая Интегрированная Силовая Система (CIPOS™). Функции защиты

Защита от снижения напряжения

Питание схемы контроля и управления затвором CIPOS ™ Mini обычно обеспечивается одним 15 В источником, который соединен с выводами VDD и VSS модуля. Для правильной работы это напряжение должно быть стабилизировано, т. е. 15 В ±10%. Таблица 10 описывает поведение CIPOS ™ Mini при различных напряжениях этого источника. В источнике должен быть хорошо фильтрующий с низким импедансом электролитический конденсатор и высокочастотный развязывающий конденсатор, подключенный к выводам CIPOS™ Mini.

Высокочастотный шум источника может привести к неисправности внутренней схемы управления и генерации ошибочного сигнала аварии. Чтобы избежать этих проблем, максимальный уровень пульсаций источника должен быть менее ±1 В/мкс.

Потенциал на выводе VSS модуля отличается от потенциала на выводе питания N на величину падения напряжения на сенсорном резисторе. Очень важно, чтобы все схемы управления и источники питания были отнесены к этой точке, а не к выводу N. Если цепи подключены неправильно, дополнительный ток, протекающий через сенсорный резистор, может привести к неправильной работе функции защиты от короткого замыкания. В целом, наилучшей практикой является общая референсная VSS, полученная путем заливки земли (ground plane) в процессе разводки платы.

Основной источник питания схемы управления также подключен к бутстрепным цепям для образования плавающих источников питания драйверов затворов верхних плечей.

Когда напряжение питания управления (VDD и VBS) падает ниже уровня UVLO (Under Voltage Lock Out), IGBT будет выключен, игнорируя входной сигнал.

Таблица 10. Функции CIPOS ™ Mini и напряжение источника питания управления

Диапазон управляющего напряжения, В

Функциональные операции CIPOS ™ Mini

Микросхема управления не работает. Блокировка от снижения напряжения и выход аварии не работают.

Когда активирована функция блокировки от снижения напряжения, управляющие входные сигналы заблокированы и генерируется сигнал аварии VFO.

IGBT будут работать в соответствии с входным сигналом управления. Так как напряжение управления ниже рекомендованного диапазона, напряжение насыщения Vce (sat) и потери при переключении будут больше, чем в нормальном состоянии. IGBT верхних плечей не могут работать после инициализации заряда VBS, потому что VBS не может достичь V_{BSUV +}.

Нормальная работа. Это рекомендованное рабочее состояние. Напряжение VDD 16 В рекомендовано, когда используется только интегрированная бутстрепная цепь. (Напряжение VDD = 14.5 … 18.5 В рекомендовано для IKCMxxy60zu).

IGBT по-прежнему работают. Поскольку напряжение управления выше рекомендованного диапазона, переключение транзисторов IGBT происходит быстрее. Это вызывает увеличение шума системы. Пиковый ток короткого замыкания может быть слишком большим для правильной работы защиты от короткого замыкания.

Управляющая схема в CIPOS ™ Mini может быть повреждена.

Рис. 15. Временная диаграмма работы функции защиты от падения напряжения для нижнего плеча

Рис. 16. Временная диаграмма работы функции защиты от падения напряжения для верхнего плеча

Защита от перегрузки по току

Временная диаграмма защиты от перегрузки по току (OC)

CIPOS ™ Mini имеет функцию выключения при перегрузке по току. Внутренняя микросхема модуля мониторит напряжение на выводе ITRIP и, если это напряжение превышает напряжение VIT,TH+, которое специфицировано в даташитах на модули, активируется сигнал аварии, и все IGBT выключаются. Обычно максимальное значение тока короткого замыкания зависит от напряжения затвора. Большее напряжение затвора приводит к большему току короткого замыкания. Чтобы избежать этой потенциальной проблемы, максимальный уровень превышения тока обычно устанавливается ниже 2-кратного номинального тока коллектора. Временная диаграмма защиты от перегрузки по току представлена на Рис. 17.

Рис. 17. Временная диаграмма работы функции защиты от перегрузки по току

Выбор токочувствительного шунтового резистора

Величина токочувствительного резистора рассчитывается с помощью следующего выражения:

,

где VIT,TH+ – это ITRIP пороговое напряжение положительного перехода CIPOS ™ Mini. Типичное значение 0.47 В. I_oc – это уровень обнаружения перегрузки по току (OC).

Максимальная величина уровня защиты от перегрузки по току должна быть установлена ниже, чем повторяющийся пиковый ток коллектора с учетом допуска шунтирующего резистора (см. даташит).

Например, максимальный пиковый ток коллектора IGCM10F60z 20A_peak, и, таким образом, рекомендуемая величина шунтового резистора рассчитывается как:

(1)

Для расчета номинальной мощности шунтирующего резистора следует учитывать приведенные ниже параметры:

(2)

Таким образом, правильная номинальная мощность шунтового резистора должна быть более 1.4 Вт, т. е. 2 Вт.

Основанные на предыдущих уравнениях, состояниях и методе вычисления, минимальное сопротивление шунта и мощность шунтового резистора, соответствующие продуктам CIPOS ™ Mini приводятся в Таблице 11.

Учитывая уровень защиты от перегрузки по току, требуемые для приложения, заметим, что сопротивление и номинальную мощность нужно выбирать выше минимального уровня.

Таблица 11. Минимальные значения сопротивления R_SH и мощности P_SH шунтового резистора для CIPOS ™ Mini

Время задержки

В цепи измерения перегрузки по току необходим RC фильтр, чтобы предотвратить отказ функции защиты, вызванный шумом. Постоянная времени RC фильтра определяется с учетом продолжительности шума и времени противостояния короткому замыканию транзистора IGBT.

Когда напряжение на шунтовом резисторе превышает ITRIP порог положительного перехода (V_{IT, TH +}), это напряжение прикладывается к выводу ITRIP CIPOS™ Mini через RC фильтр.

В Таблице 12 приведена спецификация референсного уровня защиты от перегрузки по току. Напряжение V_{IT, TH +} и время задержки фильтра рассчитываются по формулам (3) и (4)

(3),

(4),

Таблица 12. Спецификация референсного уровня защиты от перегрузки по току

Порог V_{IT, TH +} положительного перехода ITRIP

Таблица 13. Время внутренней задержки цепи защиты от перегрузки по току

Поэтому общее время выключения IGBT от положительного перехода порога напряжения (VIT,TH+) сигналом на входе контакта ITRIP составит:

₍₃₎

Задержка выключения обратно пропорциональна диапазону тока, поэтому время t_ITRIP сокращается тем больше, чем больше ток отличается от 0. Общее время задержки должно быть менее 5 мкс – времени короткого замыкания t_sc, которое выдерживает устройство в соответствии с документацией. Таким образом, постоянная времени RC должна быть установлена в пределах 1–2 мкс. Рекомендуемые величины для компонентов фильтра R=1.8 кОм, C= 1нФ.

Схема выхода сигнала аварии

Таблица 14. Максимальные значения на выходе сигнала аварии

Источник питания выхода аварии

Приложен между VFO и VSS

Ток на выходе сигнала аварии

Ток через вывод VFO

Таблица 15. Электрические характеристики

Ток на выходе сигнала аварии

Напряжение на выходе сигнала аварии

IFO = 10mA, V_ITRIP=1V

Так как VFO является выводом с открытым стоком, то он должен быть подтянут к высокому уровню с помощью резистора. Резистор должен быть рассчитан в соответствии со спецификацией выше.

Защита от перегрева

CIPOS™ Mini с опциональной функцией измерения температуры имеет единый выход аварии и температурного зондирования. На Рис. 18 показана зависимость внутреннего сопротивления термистора от его температуры. В этом разделе приведена схема защиты от перегрева. Как показано на Рис. 19, вывод VFO подключен непосредственно к АЦП и к выводам микроконтроллера, отвечающим за обнаружение неисправности. Это очень простая схема, которая позволяет микроконтроллеру выключить IGBT. Например, когда R1=3.6 кОм, тогда на выходе VFO при температуре термистора 100°C типичное напряжение составляет 2.95 В при Vctr=5 В и 1.95 В при Vctr=3.3 В как показано на Рис. 20. Заметим, что напряжение VFO для защиты от перегрева должно быть не меньше порога реакции порта микроконтроллера на сигнал аварии (micro controller fault trip level).

Рис. 18. Внутреннее сопротивление термистора как функция его температуры

Рис. 19. Схема защиты от перегрева

Рис. 20. Напряжение на выходе VFO в соответствии с температурой термистора

Бутстрепная цепь

Работа бутстрепной схемы

Напряжение V_BS, которое представляет собой разность напряжений между V_{B (U, V, W)} и V_{S (U, V, W)}, обеспечивает питание микросхемы (IC) внутри CIPOS ™ Mini. Чтобы быть уверенным, что микросхема может полностью управлять верхним плечом IGBT, напряжение этого источника питания должно находиться в пределах 13 В…18.5 В. CIPOS™ Mini имеет функцию обнаружения снижения напряжения для V_BS. Это гарантирует, что микросхема не будет управлять верхним плечом IGBT, если падение напряжения на V_BS ниже заданного в спецификации (см. документацию). Эта функция предотвращает работу IGBT в режиме высокой рассеиваемой мощности. Функция блокировки любой секции верхнего плеча при снижении напряжения действует только на активированный канал без какой-либо обратной связи с уровнем управления.

Существует несколько способов создания плавающего источника V_BS. Один из них, описанный здесь – это бутстрепный метод. Преимущество этого метода в простоте и дешевизне. Однако для этого метода рабочий цикл и время работы ограничены требованием перезаряда бутстрепного конденсатора. Бутстрепный источник сформирован комбинацией диода, резистора и конденсатора, как показано на Рис. 21. Путь, который проходит ток бутстрепного конденсатора, показан также на Рис. 21. Когда V_S подтянут к земле (через нижнее плечо или нагрузку) бутстрепный конденсатор (C_BS) заряжается через бутстрепный диод (D_BS) и резистор (R_BS) от источника V_DD.

Характеристики внутренней бутстрепной цепи

CIPOS™ Mini включает три бутстрепные цепи во внутренней микросхеме драйвера, каждая из которых содержит диод и резистор, как показано на Рис. 3. Типичная величина бутстрепного резистора 40 Ом при комнатной температуре. Дополнительная информация приведена в таблице 16. R_BS2 и R_BS3 имеют одинаковые с R_BS1 номиналы.

Напряжение VDD= 16 В рекомендовано только в случае, когда используется интегрированная бутстрепная цепь.

Таблица 16. Некоторые параметры внутренней бутстрепной цепи

Высоковольтное питание для драйвера затвора между VSx и VSS ограничено работой схемы в динамике.

Если необходимо уменьшить бутстрепное сопротивление, рекомендуется использовать внешнюю бутстрепную цепь. Например, когда к CIPOS ™ Mini подключен внешний бутстрепный резистор 39 Ом и бутстрепный диод 1N4937, бутстрепное сопротивление становится равным около 25 Ом, как показано в Таблице 17.

Таблица 17. Бутстрепное сопротивление с внешней бутстрепной цепью (39 Ом и 1N4937)

Инициализация заряда бутстрепного конденсатора

Для инициализации процесса полного заряда бутстрепного конденсаторе требуется адекватная длительность включенного состояния нижнего плеча IGBT. Время заряда (tcharge, initial charging time) можно рассчитать по следующей формуле:

(4)

Рис. 21. Работа бутстрепной цепи и и заряд бутстрепного конденсатора

Выбор бутстрепного конденсатора

Бутстрепный конденсатор можно рассчитать по формуле:

(5),

На практике в качестве базисной величины тока утечки рекомендуется использовать значение 1 мА. Принимая во внимание разброс параметров и надежность, рекомендуется выбирать емкость в 2-3 раза выше, чем расчетная величина. Конденсатор C_BS заряжается только тогда, когда IGBT верхнего плеча выключен, а напряжение VS подтянуто к земле. Поэтому время, в течение которого IGBT нижнего плеча открыт (включен), должно быть достаточным, чтобы заряд конденсатора C_BS мог быть полностью пополнен. Следовательно, по сути, существует минимальное время включения IGBT нижнего плеча (или время, в течение которого IGBT верхнего плеча закрыт).

Бутстрепный конденсатор всегда должен располагаться как можно ближе к выводам модуля CIPOS™ Mini. По меньшей мере один конденсатор с низким ESR должен быть использован для обеспечения хорошей локальной развязки. Отдельный, близко расположенный к модулю, керамический конденсатор имеет важное значение, если в качестве бутстрепного использован электролитический конденсатор. Если в качестве бутстрепного использован керамический или танталовый конденсатор, он должен отвечать требованиям локальной развязки.

Заряд и разряд бутстрепного конденсатора во время работы

Бутстрепный конденсатор C_BS заряжается через бутстрепный диод D_BS) и резистор (R_BS) от источника V_DD в соответствии с Рис. 21, когда IGBT верхнего плеча выключен и напряжение V_S подтянуто к земле. Он разряжается, когда открыт IGBT верхнего плеча или диод.

Пример 1: Выбор исходного времени заряда (initial charging time)

Пример расчета минимальной величины времени заряда приведен в уравнении (4).

Для обеспечения безопасности рекомендуется, чтобы время заряда было как минимум в три раза дольше, чем расчетное значение.

Пример 2: Минимальная величина емкости бутстрепного конденсатора

Рис. 22. Бутстрепный конденсатор как функция частоты переключения

На Рис. 22 показана кривая, соответствующая уравнению (5) для непрерывной синусоидальной модуляции, если напряжение пульсаций ΔVBS = 0.1 В. Рекомендуемая бутстрепная емкость для метода непрерывной синусоидальной модуляции находится в диапазоне до 4.7 мкФ для большинства частот переключения. В случае другого ШИМ метода подобного прерывистой синусоидальной модуляции t_charge должно быть установлено как самый длинный период выключенного состояния IGBT нижнего плеча.

Заметим, что этот результат является только примером. Рекомендуется, чтобы в дизайне системы учитывались и другие факторы, например, время жизни компонентов.

Источник

Управление изолированными затворами MOSFET/IGBT, базовые принципы и основные схемы

Управление изолированным затвором: основные положения

В общем случае процесс перезаряда емкостей затвора может контролироваться сопротивлением, напряжением и током (рис. 1) [2].

Рис. 1. Управление затвором:
а) с помощью сопротивления;
б) напряжения;
в) тока

На практике чаще всего используется самый простой вариант (рис. 1а) с двумя раздельными резисторами для режимов включения и выключения, при этом одним из наиболее важных параметров является уровень «Плато Миллера», соответствующий плоской части характеристики затвора (рис. 2). Скорость и время коммутации задаются величиной R_G при фиксированном напряжении управления V_GG; чем меньше резистор затвора, тем быстрее происходит переключение. Отметим, что при использовании новейших поколений IGBT (например, Trench 4) может наблюдаться аномальная картина: при изменении R_G в некотором диапазоне скорость выключения di/dt растет вместе с сопротивлением. Этот факт требует очень внимательного анализа, особенно при замене транзисторов предыдущих генераций [3].

Рис. 2. Ток и напряжение на затворе:
а) при включении;
б) выключении

К недостаткам «резистивного» метода управления можно отнести влияние разброса емкостей затвора на время коммутации и величину динамических потерь, а также упомянутую выше неопределенность зависимости di/dt от R_G для некоторых типов современных транзисторов.

Прямое управление от источника напряжения (рис. 1б) устраняет данную зависимость, скорость коммутации в этом случае определяется фронтом прикладываемого к затвору сигнала dv/dt. Как следствие, на характеристике затвора наблюдается только незначительный участок «плато Миллера» или он отсутствует вообще. При использовании такого метода выходной каскад драйвера должен обеспечивать достаточный уровень напряжения и тока в течение всего времени коммутации. По сравнению со схемой 1а управление по напряжению требует применения гораздо более сложного и дорогого драйвера. Возможным компромиссом является использование комбинированного динамического метода контроля, при котором сигнал на затвор подается через резистор от регулируемого источника напряжения.

Токовое управление предусматривает использование источника «положительного» и «отрицательного» тока (рис. 1в), величина которого определяет скорость перезаряда затвора. Этот метод сопоставим с «резистивным», на практике он, как правило, используется в аварийных режимах для безопасного прерывания тока перегрузки или КЗ.

На рис. 2 показаны эпюры тока затвора i_G и напряжения «затвор-эмиттер» V_GE для схемы с «резистивным» контролем. Абсолютное максимальное значение напряжения управления V_GG обеих полярностей определяется электрической прочностью изоляции затвора, для всех современных MOSFET/IGBT оно ограничено на уровне ±20 В. Эта величина не должна превышаться при всех условиях эксплуатации, включая аварийные режимы, что требует в ряде случаев принятия специальных мер.

Сопротивление открытого канала полевого транзистора R_DS(on) и напряжение насыщения IGBT V_CE(sat) снижаются при увеличении амплитуды сигнала управления. Рекомендуемая номинальная величина V_GS(on) для MOSFET составляет 10 В, V_GE(on) для IGBT — 15 В, все статические и динамические характеристики полупроводников нормируются при данных условиях. При этих значениях обеспечивается приемлемый компромисс между мощностью рассеяния, пиковым током включения и стойкостью к КЗ. Есть также отдельный класс полевых транзисторов, управляемых непосредственно от логических элементов (logic-level MOSFET), они включаются при V_GS(on) = +5 В.

В некоторых источниках рекомендуется использование нулевого напряжения выключения V_GEoff = 0. Однако в мощных полумостовых каскадах в этом случае возникает опасность появления сквозного тока при обратном восстановлении антипараллельного диода вследствие обратной связи по dv_CE/dt (рис. 3). Крутой фронт напряжения «коллектор-эмиттер» v_CE2 при восстановлении D2 приводит к образованию тока смещения i_v (i_v = C_GC2 × dv_CE/dt) через емкость Миллера, который создает падение напряжения на R_G (или RGE/RG). При этом уровень наведенного на затворе сигнала может превысить порог V_GE(th), вследствие чего транзистор Т2 перейдет в активную зону. Генерируемый в процессе обратного восстановления сквозной ток создает дополнительные потери мощности на ключах Т1 и Т2.

Рис. 3. Сквозной ток в полумостовом каскаде IGBT из-за ложного включения Т2 вследствие обратной связи по dv/dt:
а) электрическая схема;
б) эпюры тока и напряжения

Сказанное выше не относится к мощным MOSFET-ключам, хотя ложное срабатывание из-за наличия паразитных элементов может произойти и в них. При коммутации MOSFET точно так же возникает ток смещения, проходящий через емкость C_DS к базе паразитной биполярной n-p-n-структуры. Если падение напряжения на резисторе R_W в поперечном р-кармане (рис. 4) превысит пороговый уровень отпирания n-p-n-транзистора, то он откроется, и это может привести к полному разрушению MOSFET вследствие локального перегрева.

Рис. 4. Ячейка MOSFET:
а) структура с основными паразитными элементами;
б) эквивалентная электрическая схема

Однако паразитное включение полевого канала при V_GS = 0 снижает величину dv_DS/dt в заблокированном состоянии и таким образом ослабляет негативный эффект от наличия паразитного транзистора. Кроме того, при этом уменьшается значение dv/dt в момент запирания внутреннего диода MOSFET и, следовательно, исключается возможность его повреждения вследствие динамического стресса.

В практических схемах драйверов MOSFET иногда применяется режим запирания нулевым напряжением на время коммутации диода и отрицательным сигналом в статическом состоянии.

Ток и мощность управления

Общая мощность P_Gavg, необходимая для управления MOSFET/IGBT, определяется на основе значения заряда затвора Q_Gtot, приводимого в технических характеристиках:

Пиковый ток затвора зависит от напряжения управления и сопротивления в цепи затвора:

Формула позволяет получить идеальные значения; в реальности ток всегда меньше, поскольку он ограничен выходным импедансом драйвера, индуктивностью цепи управления и входными емкостями MOSFET/IGBT. Чем меньше резистор затвора R_G, тем больше разница расчетных и реальных значений I_GM.

Для определения мощности управления (на один канал) используются следующие формулы):

Параметры драйвера и динамические характеристики

Как было сказано выше, статические и динамические характеристики силовых ключей во многом определяются параметрами схемы управления (табл. 1).

Таблица 1. Влияние напряжения управления и сопротивления затвора на основные характеристики MOSFET/IGBT

• ← для чего перо в фотошопе
• капли гриппферон для чего предназначены →

Характеристика	VGG+	VGG-	RG
RDSon, VCEsat	>	—	—
ton	>	—
Пиковый ток выключения диода*
Пиковое напряжение при включении транзистора*	—
di/dt	**
dv/dt
Ток самоограничения ID, IC	—	» — уменьшение; «-» — нет влияния; * — в режиме «жесткого переключения» при активно-индуктивной нагрузке; ** — не постоянно в диапазоне изменения RG при выключении. Прямые характеристики RDSon, VCEsat Зависимость прямых характеристик MOSFET и IGBT от параметров управления может быть определена на основе их выходных характеристик. На рис. 5 это поясняется на примере графиков, взятых из спецификаций модулей SEMITRANS компании SEMIKRON. Рис. 5. Прямые характеристики при разных значениях VG: а) MOSFET; б) IGBT Время коммутации и энергия потерь (ton, toff, Eon, Eoff) Напряжение управления и сопротивление в цепи затвора влияют на время включения ton = td(on)+tr, выключения toff = td(off) + tf и продолжительность «хвостового» тока t. Поскольку для включения IGBT емкости затвора необходимо зарядить до порогового уровня, время перезаряда между циклами коммутации (задержка включения и выключения td(on) и tdff)) будет снижаться при уменьшении резистора RG. С другой стороны, время нарастания и спада тока (tr/tf) и, следовательно, значительная часть энергии потерь Eon и Eoff в высокой степени зависят от параметров цепи управления: VGG+, VGG- и RG. В технических характеристиках IGBT приводятся графики зависимости времени коммутации и энергии переключения от сопротивления затвора; в большинстве случаев они нормированы для номинального тока и режима «жесткой» коммутации активно-индуктивной нагрузки (рис. 6). Рис. 6. Зависимость от RG: а) временных характеристик IGBT; б) потерь переключения (режим «жесткой коммутации», активно-индуктивная нагрузка; Tj = +125 °C, Vce = 600 B, IC = 75 A, VGE = ±15 В) Динамические характеристики оппозитного диода На графике Eon, приведенном на рис. 6б, учтено влияние процесса обратного восстановления оппозитного диода на ток коллектора и потери включения IGBT. Время нарастания tr тока коллектора/стока (ID/Ic) снижается с ростом тока затвора (при увеличении VGG+ или уменьшении RG). При этом также возрастает скорость коммутации dIF/dt оппозитного диода, его заряд Qrr и пиковый ток восстановления IRRM. Все эти зависимости приводятся в спецификациях силовых ключей (рис. 7 и 8). В свою очередь, увеличение Qrr и IRRM приводит к росту потерь выключения диода. Рис. 7. Заряд Qrr: а) и пиковый ток восстановления IRRM; б) оппозитного диода IGBT модуля SKM100GB123D в зависимости от скорости изменения тока диода dlF/dt Рис. 8. Потери выключения EoffD оппозитного диода в зависимости от RG при включении транзистора Поскольку повышение dIF/dt вызывает соответствующее изменение Qrr и IRRM, а IRRM в свою очередь добавляется к IC (ID), то пиковый ток транзистора и его потери включения увеличиваются пропорционально скорости включения (рис. 6). При увеличении напряжения выключения VGG- (или снижении RG) начинает расти ток выключения затвора. Как показано на рисунке 6а, время спада tf при этом снижается, соответственно растет di/dt. Негативным следствием увеличения скорости коммутации является появление опасных коммутационных всплесков напряжения на распределенных индуктивностях Ls силовых цепей, амплитуда которых пропорциональна di/dt и Ls. Более подробно вопросы нормирования параметров цепей управления рассмотрены в [8, 9, 10]. Базовая схема управления затвором На рис. 9 приведена блок-схема высококачественного устройства управления полумостовым каскадом MOSFET/IGBT. В дополнение к базовым функциям такой драйвер блокирует одновременное включение транзисторов стойки (функция TOP/BOTTOM Interlock), а также осуществляет защиту от перегрузок, мониторинг основных режимов и нормирование формы входных импульсов. Рис. 9. Базовая структура полумостового каскада со схемой управления, осуществляющей функции защиты и мониторинга Устройство обрабатывает сигналы управления ключами верхнего (ТОР) и нижнего (ВОТ) уровня, полученные от центрального процессора, осуществляет их потенциальную изоляцию, доводит амплитуду и мощность до уровня, необходимого для перезаряда затвора на частоте коммутации. Кроме того, схема защиты анализирует аварийные состояния и формирует обобщенный сигнал неисправности, который передается во входной низковольтный каскад. В маломощных и недорогих драйверах может отсутствовать гальваническая развязка, в этом случае для передачи сигнала управления на затвор ТОР транзистора используется каскад сдвига уровня. Как правило, в подобных устройствах питание верхних каскадов осуществляется от бутстрепных емкостей. Самая простая схема без потенциальной изоляции и сдвига уровня применяется для управления одиночными ключами нижнего уровня (например, тормозным чоппером). В этом случае задачей драйвера является только обеспечение достаточного напряжения и тока затвора. Каскад управления затвором является ключевым узлом драйвера, определяющим его временные характеристики, требования к изоляции, уровень и мощность сигнала VGE. Он также осуществляет защиту ключа от перегрузки по току и КЗ, в ряде случаев в устройство может быть интегрирована цепь активного ограничения напряжения на коллекторе. На рис. 10 приведена базовая схема выходного каскада с раздельными цепями включения (положительным напряжением VGG+) и выключения (отрицательным напряжением VGG-) затвора. В двухтактной («пушпульной») схеме обычно используется комплементарная пара полевых или биполярных транзисторов. Рис. 10. Выходной каскад драйвера с раздельными цепями управления включением и выключением затвора Резистор затвора на рис. 10 разделен на две составляющие: RGon и RGoff, что позволяет независимо оптимизировать динамические характеристики в режиме включения и выключения. Такая схема также ограничивает уровень сквозного тока в цепи VGG+/VGG-, возникающего при коммутации MOSFET. Если у драйвера есть только один выход, то для разделения на RGon и RGoff используется диод, подключенный последовательно с одним из резисторов [9]. Установка резистора утечки RGE (10-100 кОм) не является обязательной, однако это полезно, например, для защиты затвора от статического разряда в тех случаях, когда выход драйвера подключается с помощью разъема и есть вероятность пропадания контакта. Кроме того, использование RGE позволяет предотвратить нежелательный заряд емкостей затвора, который может произойти в режимах, характеризующихся высоким импедансом цепи управления (коммутация, выключенное состояние, повреждение источника питания драйвера). Низкоиндуктивная емкость (С) на выводах питания драйвера работает как буфер, позволяющий снизить динамическое выходное сопротивление драйвера и обеспечить высокое пиковое значение тока затвора при коммутации. Она также выполняет полезную функцию при пассивном ограничении напряжения на затворе с помощью диода Шоттки, подключаемого между затвором и цепью VGG+. Кроме сказанного выше, при проектировании выходного каскада драйвера необходимо принимать во внимание следующие аспекты: Как видно из блок-схемы, представленной на рис. 9, в состав высококачественного устройства управления входит входной фильтр, блок нормирования формы импульсов, генератор «мертвого времени» и подавитель коротких импульсов. Все эти узлы не только вносят временную задержку, но и влияют на глубину модуляции, что необходимо учитывать при проектировании системы [8]. Защитные и контрольные функции драйверов Защита силовых ключей от разного рода аварийных ситуаций является одной из важнейших функций схемы управления. Для ее реализации драйверы снабжаются блоками оперативного мониторинга перегрузки по току и КЗ, перенапряжения на коллекторе и затворе, перегрева, а также падения напряжения управления VGG+/VGG-. Защита от перегрузки по току Измерение тока коллектора/стока производится с помощью резистивных шунтов, токовых трансформаторов, индукционных сенсоров и т. д. Одним из самых распространенных методов мониторинга состояния токовой перегрузки является измерение напряжения насыщения транзистора. Выход из насыщения (Desaturation), при котором величина VCEsat достигает определенного порога, рассматривается как аварийная ситуация. При этом драйвер блокирует силовые транзисторы и формирует сигнал неисправности ERROR, который через изолирующий барьер передается на входной каскад и далее на контроллер. Интеллектуальные модули высокой степени интеграции (например, SKiiP компании SEMIKRON) имеют в своем составе датчики тока, информация с которых используется схемой защиты вместе с напряжением насыщения, что позволяет сократить время реакции и отключить IGBT при меньшем уровне перегрузки. Защита от перенапряжения на затворе Функцию ограничения напряжения на затворе рекомендуется реализовывать в любом драйвере, независимо от наличия аварийной ситуации. Кроме защиты затвора от пробоя, это позволяет ограничить ток КЗ. Подробнее данный вопрос будет рассмотрен далее. Защита от перенапряжения на коллекторе (стоке) Ограничение напряжения на силовых терминалах может осуществляться самим модулем (большинство MOSFET обладает стойкостью к лавинному пробою), внешними пассивными снабберами, а также активными цепями, переводящими транзистор в линейный режим при возникновении опасного перенапряжения. В ряде интеллектуальных модулей (например, SKiiP) реализована функция запрета коммутации при достижении напряжением DC-шины порогового уровня. Эта опция не способна защитить от внешних перенапряжений, однако она позволяет исключить влияние коммутационных выбросов в критических режимах, что существенно повышает надежность работы преобразовательного устройства. Мониторинг напряжения питания производится «квази-изолированным» датчиком на основе высокоомного дифференциального усилителя, передающего аналоговый сигнал, пропорциональный VDC, на схему управления. Если величина VDC превышает заданный уровень, силовые транзисторы отключаются, и схема защиты формирует сигнал неисправности. В ряде случаев параллельно цепи питания инвертора устанавливается тормозной чоппер, активно разряжающий конденсаторы звена постоянного тока при опасном увеличении напряжения. Такая схема чаще всего применяется в приводах, где используется режим динамического торможения (электротранспорт, лифты и т. д.). Защита от перегрева Температура силовых кристаллов, а также изолирующей подложки рядом с чипами, корпуса модуля и радиатора может быть определена расчетным методом или с помощью сенсоров. Если термодатчик гальванически изолирован, то его выходной сигнал передается на схему управления и используется для отключения силового каскада и формирования сигнала неисправности. Защита от падения напряжения управления VGG+, VGG- (Under Voltage LockOut, UVLO) Падение напряжения питания выходного каскада драйвера и, соответственно, уровня VGE нежелательно по многим причинам. В первую очередь при этом возрастает опасность перехода ключа в линейный режим работы и резкого увеличения рассеиваемой мощности. Кроме того, в этом случае теряется управляемость: транзистор не может быть полностью открыт или заблокирован. Мониторинг критического состояния производится путем измерения величин VGG+, VGG- с последующим отключением силового каскада при их снижении до опасного уровня. Временные характеристики и предотвращение сквозного тока Подавление коротких импульсов (Short Pulse Suppression, SPS) При использовании импульсных трансформаторов или оптопар для гальванической изоляции контрольных сигналов очень важно обеспечить защиту канала управления от воздействия помех. Отличительными признаками шумовых сигналов являются их амплитуда и длительность, которые, как правило, гораздо меньше, чем у импульсов, формируемых контроллером. Для подавления помех в состав драйверов SEMIKRON включен фильтр, не пропускающий сигналы длительностью меньше 0,2-0,5 мс. «Мертвое время» tdt, защита от одновременного включения (Interlock) и время блокирования tbl Для предотвращения сквозного тока в инверторах напряжения драйвер должен исключать одновременное включение транзисторов ТОР и ВОТ полумоста. Для этой цели используется функция Interlock, имеющаяся в подавляющем большинстве современных драйверов. Эта опция не применяется в инверторах тока и трехуровневых инверторах напряжения, где открывание ключей одной стойки необходимо в некоторых рабочих состояниях. После запирания одного из ключей полумоста включение оппозитного транзистора должно происходить с некоторой задержкой. Время tdt, называемое «мертвым», учитывает задержку включения и выключения драйвера и транзистора, в течение tdt должны закончиться все переходные процессы. В зависимости от типа транзистора и области применения «мертвое» время находится в диапазоне 2-8 мкс. В первую очередь это относится к режиму «жесткой» коммутации, для работы в резонансных режимах значение tdt снижают вплоть до 0. При использовании напряжения насыщения VCEsat в качестве критерия токовой перегрузки схема защиты должна быть блокирована на некоторое время tbl, необходимое для полного отпирания транзистора. Чтобы реакция на неисправность была максимально быстрой, рекомендуется изменять опорный сигнал схемы защиты Vref по такому же динамическому закону, по которому происходит спад напряжения «коллектор-эмиттер» VCE. Как видно на рис. 11, в первый момент после открывания ключа величина VCE намного выше установившегося значения VCEsat, определяемого прямой характеристикой. Рис. 11. Динамическое насыщение IGBT и пороговый уровень напряжения Vref При использовании динамического опорного напряжения время блокирования можно существенно снизить tmin. Чтобы удовлетворить требованиям области безопасной работы для режима короткого замыкания (SC-SOA), tbl ни при каких условиях не должно превышать предельно допустимой длительности КЗ (для последних поколений IGBT максимальное значение tSCmax составляет 6 мкс) (рис. 12). Рис. 12. Возможные сценарии выхода транзистора из насыщения Передача и усиление сигнала управления Сигналы управления, формируемые центральным процессором, информация о состоянии вторичных каскадов (статус и ошибка), а также выходные сигналы датчиков (ток, напряжение, температура, напряжение DC-шины) должны передаваться между узлами драйвера, имеющими различный потенциальный уровень. В подавляющем большинстве выпускаемых драйверов для потенциальной развязки используются импульсные трансформаторы, оптопары или «квази-потенциальные» изоляторы, к которым относятся каскады сдвига уровня с бутстрепным питанием каналов верхнего уровня. На рис. 13 показаны базовые схемы передачи сигналов управления. Самая сложная конфигурация, используемая в преобразователях высокой мощности (рис. 13а), обеспечивает потенциальную развязку импульсов S и энергии управления Р по каждому каналу. Такая топология является наиболее предпочтительной, она отличается высокой помехозащищенностью и минимальным уровнем взаимного влияния ключей. Рис. 13. Принципы передачи энергии управления: а) полная схема для применений высокой мощности; б) общий источник питания для драйверов ключей ВОТ; в) принцип бутстрепного питания; г) принцип сдвига уровня (STOP, SBOT: сигналы управления для ключей TOP/BOT; PTOP, PBOT: передача энергии управления для ключей TOP/BOT) Вариант на рис. 13б содержит раздельные каналы потенциальной изоляции для всех драйверов ТОР и только один общий изолятор для драйверов нижнего уровня ВОТ. Как правило, такая структура применяется в маломощных схемах, кроме этого, она широко распространена в интеллектуальных модулях (IPM). Принцип «бутстрепного» питания, позволяющий передавать энергию управления транзисторам верхнего плеча без потенциальной изоляции, поясняется на рис. 13в. На рис. 13г показан каскад сдвига уровня, транслирующий контрольный сигнал STOP без гальванической развязки посредством высоковольтного источника тока. Подобная топология, как правило, применяется в монолитных интегральных схемах драйверов. Наиболее важным требованием, предъявляемым к каскадам гальванической развязки, является высокая статическая прочность изоляции (2,5-4,5 кВ в соответствии со стандартами) и иммунитет к наведенным фронтам dv/dt (15-100 кВ/мкс). Последнее требование выполняется за счет применения изоляционных барьеров со сверхнизкой проходной емкостью (1-10 пФ) между первичными и вторичными каскадами. Это позволяет минимизировать или даже полностью устранить влияние помех, вызванных коммутационными токами смещения. Рис. 14. Эквивалентные емкости полумостового каскада с потенциальной изоляцией (Cps1: емкость между первичным и вторичным каскадом канала ВОТ; Cps2: емкость между первичным и вторичным каскадом канала ТОР; Css: емкость между вторичными каскадами каналов ТОР и ВОТ] Сигналы управления и обратной связи В таблице 2 приведены характеристики основных методов передачи сигналов управления и обратной связи с потенциальной изоляцией и без нее, используемые в драйверах MOSFET/IGBT. Таблица 2. Характеристики основных схем изолированной передачи сигнала Характеристика Импульсный трансформатор (с магнитным сердечником), трансформатор без сердечника Оптопара Волоконно-оптическая линия связи Принцип потенциальной изоляции Магнитный Оптический Волоконно-оптический Гальваническая изоляция + + + Направление передачи Двунаправленный Двунаправленный Двунаправленный Разброс времени задержки Низкий Высокий Высокий Реакция на воздействие магнитного поля + — — Реакция на воздействие электрического поля — — — Иммунитет к dv/dt 35…50…100 кВ/мкс 15-25 кВ/мкс ND Информация с датчиков тока, напряжения, температуры может транслироваться на схему управления через те же изолирующие барьеры с помощью широтно-импульсной модуляции. В таблице 3 приведен обзор наиболее известных принципов изолированной передачи энергии управления к драйверу. Таблица 3. Принципы изолированной передачи энергии управления Характеристика Сетевой трансформатор 50 Гц Низковольтные каскады Высоковольтные каскады Бутстрепная схема Источник питания Принцип потенциальной изоляции Магнитный (трансформаторная развязка) Высоковольтный p-n-переход Гальваническая изоляция + + + — Питание Вспомогательный или основной источник питания Вспомогательный источник питания DC-шина Рабочее напряжение транзистора ВОТ АС-частота Низкая Очень высокая Средняя Средняя (частота ШИМ) Требования по сглаживанию Высокие Очень низкие Низкие Низкие Ограничение скважности Нет Нет Нет Есть Твердотельные и интегральные микросхемы драйверов В большинстве случаев устройства управления затворами строятся на базе интегральных схем, доступных в различных конфигурациях: одиночной, полумостовой и трехфазной. Как правило, они выполняют следующие функции: Современные твердотельные микросхемы драйверов производятся на основе технологии SOI (Silicon On Insulator), в которой полностью подавлен эффект защелкивания благодаря изоляции каждого активного элемента структуры. Это позволяет расширить диапазон рабочих температур, повысить надежность каскада сдвига уровня, улучшить иммунитет к dv/dt и стойкость к наведенным помехам отрицательной полярности. Еще одной возможностью реализации интегрального драйвера MOSFET/IGBT является комбинация быстрой оптопары с выходным каскадом. Для создания законченного устройства управления в состав изделия необходимо включить DC/DC-преобразователь или бутстрепную схему для питания каналов ТОР, а также элементы обвязки. В условиях растущего многообразия функций и алгоритмов защиты драйверов затворов к элементам, ставшим обязательными для устройств управления, добавляются и новые узлы. К ним относятся, например, блок формирования входных импульсов, фильтр подавления шумов, генератор «мертвого» времени, память схемы защиты, управление DC/DC-конвертером источника питания и т. д. Все описанные функции реализованы в специализированных интегральных схемах, используемых в драйверах SEMIKRON. Источник